Расчет полевого транзистора с индуктивной нагрузкой. Расчет транзистора в ключевом режимеРасчет биполярного транзистора с индуктивной нагрузкой Расчет транзистора при работе на индуктивную нагрузку.В статье предлагается упрощенный вариант расчета биполярного транзистора при работе на индуктивную нагрузку в ключевом режиме. Формулы взяты из разных источников, и при общем правильном подходе (как полагает автор) возможны ошибки в интерпретации тех или иных величин. Так что к результатом расчетов стоит подходить с осторожностью и не считать за аксиому.
При работе транзистора на индуктивную нагрузку к статическим потерям (потерям проводимости) добавляются потери динамические. Они могут вносить весьма весомую добавку, а при неправильном выборе параметров элементов могут стать и основными. Динамические потери транзистора включают себя потери при включении и потери при выключении транзистора. Основная причина их возникновения заключается в наличии емкости между коллектором и эмиттером Скб, которая не позволяет транзистору мгновенно перейти из открытого состояния в закрытое и обратно и удерживающая его некоторое время в линейном режиме. Кроме того, при открытии транзистора негативную роль может нести емкость коллектор-эмиттер Скэ (также к ней добавляются внешние паразитные емкости), приводящая к тому, что транзистор должен при открывании разрядить выходную емкость. Для примера рассмотрим обратноходовой импульсный преобразователь из 220В переменного тока в 40В постоянного тока максимальной выходной мощностью 700 Вт, работающий на частоте 20 кГц (период 50мкс). Выберем и рассчитаем для него транзистор.
Допущение 1: трансформатор идеально рассчитан, не перемагничивается, и за обратный такт полностью отдает свою энергию в нагрузку. В этом случае форма тока через транзистор в такте включения будет иметь форму идеальной пилы. Скважность на максимальной мощности (отношение периода к длительности импульса) будет равна 2. Допущение 2: сетевое напряжение выпрямлено и полностью сглажено до напряжения 280В (что на практике без использования корректора мощности практически нереально, например, для мощности 1.2 кВт при емкости входных конденсаторов 940 мкФ на постоянное напряжение будут наложены пульсации сетевого напряжения, пик пилы – амплитудное сетевое 310В, нижнее значение пилы порядка 260В) Рассчитаем среднее значение тока через транзистор. Мощность, потребляемая от сети: (1) Рвх=Рвых/η Допущение 3: КПД принимаем 90% (хорошие преобразователи имеют 95-97%) η=0.9
Итак, потребляемая от сети мощность: Pвх=700/0.9= 778 Вт Средний ток транзистора: Iкэ(ср)=Рвх/Ucc=778/280=2.78 А При этом пиковый ток будет равен (ток имеет форму пилы, начальный ток пилы равен 0, длительность пол-периода): (2) Iкэ(пик)=Iкэ(ср)*2/(tи/T)=Iкэ(ср)*4= 2.78*4 = 11.1 А Эффективный (или действующий) ток для пилообразной формы равен: Iкэ(эфф)=Ipic*√((t(имп)/T)/3) =11.1*√(25 /50)/3 = 4.53 А Открываем справочник по мощным биполярным транзисторам и выбираем транзистор исходя из среднего тока и максимального выходного напряжения. Напряжение на коллекторе в обратноходовых преобразователях будет значительно выше напряжения питания за счет импульса самоиндукции трансформатора. Расчет трансформатора не входит в тему статьи, поэтому просто принимаем, что максимальное напряжение на коллекторе будет равно удвоенному максимальному напряжению питания (амплитудное сетевое), т.е. Uкэ(макс)=310*2= 620 В На первый взгляд подходит транзистор КТ872А с параметрами Imax=8 А, Iпик=15А и Uкэ=700В (1500В в импульсе). Рассчитываем статические потери, они равны интегралу произведению эффективного тока на падение напряжения на транзисторе. Для КТ872А отсутствуют данные по зависимости напряжения насыщения от тока коллектора для вычисленного значения тока. Поэтому берем максимальное возможное (худший случай) – 2.5В (4) Pст = Iкэ(эфф)* Uкэнас = 4.53*2.5= 11.3 Вт Определяем значение сопротивления резистора базы исходя из напряжения управления, Iкэ(пик) и коэффициента усиления h31э. Для КТ872А по графикам видно, что при токе коллектора более 8А h31э примерно равен 2, т.е., чтобы при Iкэ(пик) транзистор оставался в насыщении, необходимо обеспечить ток базы Iб= Iкэ(пик)/ h31э= 11.1/2= 5.55 А. При этом токе напряжение Uбэ= 1.3В. Напряжение управления примем равным 5В. Отсюда (5) Rб= (Uвх-Uб)/Iб = (5-1.3)/5.55 = 0.6 Ом Рассчитываем динамические потери. При этом учитываем, что скорость открывания и закрывания транзистора ограничивается емкостью коллектор – база (емкость Миллера). Изменяющееся напряжение на коллекторе через емкость Скб создает ток в базе, направленный противоположно току управления и препятствующий мгновенному переключению. В нашем случае включение происходит при нулевом токе нагрузки, поэтому потерями мощности при включении пренебрегаем, а вот выключение происходит при максимальном токе Iкэ(пик), который индуктивность трансформатора поддерживает вплоть до полного выключения транзистора. Считаем, что выключение происходит по линейному закону, тогда потери мощности на выключение за период будет: (6) Pдин(выкл) = (Uкэ(макс)* Iкэ(пик)/2)*(t(выкл)/T) Время выключения определяем по выражению, учитывающему ток через конденсатор Скб: t(выкл)=U*C/I (смысл формулы: скорость закрывания транзистора будет такой, чтобы ток через емкость коллектор-база поддерживал транзистор в проводящем состоянии), переходим к конкретике (эта формула заимствована из книги «Искусство схемотехники» Хоровица и Хилла): (7) t(выкл)=Uкэ(макс)*Скб*(Rи+rб)/(Uбэ-Uвх.н.у.) где Rи - сопротивление источника сигнала rб – внутреннее распределенное сопротивление базы (около 5 Ом) Uбэ – напряжение база-эмиттер, при токе базы Iкэ(пик)/h31э Uвх.н.у. – напряжение входного сигнала низкого уровня
В нашем случае Скб=125пФ (типовое значение, если посмотреть график зависимости Скб от напряжения, то увидим, что при полностью открытом транзисторе емкость составляет 550пФ, но при напряжении выше 10В уже уменьшается до типового, т.е., большую часть переключения происходит с емкостью 125пФ) Rи ранее рассчитали как 0.6Ом, Uбэ=1.3В, Uвх.н.у. примем равным 0В (Если источником сигнала является развязывающий трансформатор, то Uвх.н.у. может быть и отрицательным) t(выкл) = 620*125*10-12*(0.6+5)/(1.3-0) = 3.3*10-7 = 0.33 мкс Отсюда Pдин(выкл) = (Uкэ(макс)* Iкэ(пик)/2)*(t(выкл)/T) = (620*11.1/2)*( 3.3*10-7/50*10-6) = 23Вт Суммарная мощность (8) Pсумм= Pст+Pдин(выкл)= 11.3+23 = 34.3Вт Рассчитываем, предельную допустимую температуру корпуса транзистора. В общем случае для транзистора приводится тепловое сопротивление кристалл-корпус Rt(кр-к). Оно характеризует среднюю температуру кристалла и полностью справедливо для постоянной мощности, а в нашем случае мощность импульсная. В некоторых справочных данных приводится график зависимости импульсного теплового сопротивления от длительности импульса и скважности. В нем учитывается, что за время действия импульса температура кристалла достигает некоторой максимальной, а за время паузы падает до некоторой минимальной. Используя этот график, получают пиковое значение температуры кристалла для заданной скважности и длительности импульсов, что важно, т.к. транзистор пшикнет сразу, как только температура достигнет предельной, и ему вы уже не докажете, что средняя за период температура была допустимой. Итак, максимальная допустимая температура кристалла КТ872А (как, впрочем, и у большинства транзисторов) составляет 150°С. Для скважности Q=2 при длительности импульса 25мкс Rt(кр-к) составляет примерно 0.7 °С/Вт Базовая формула для расчета: (9) Ткр=Тср+Рсумм*( Rt(кр-к)+ Rt(к-рад)+ Rt(рад-ср)) где Тср – температура окружающей среды. Рсумм – суммарная мощность, выделяемая на транзисторе Rt(кр-к) – тепловое сопротивление кристалл-корпус (в нашем случае пересчитанное на скважность и длительность). Rt(к-рад) - тепловое сопротивление корпус-радиатор (это тепловое сопротивление, например, эластичной теплопроводящей прокладки) Rt(рад-ср) - тепловое сопротивление радиатор-среда (обычно, воздух) Импульсный характер нагрузки учитывается, как правило, только для кристалла, так как за счет тепловой инерционности корпуса температура на его внешней стороне уже практически не имеет пульсаций. Из уравнения (9) получаем предельно допустимую температуру корпуса транзистора: Tкорп=Ткр - Р* Rt(кр-к) = 150-34.3*0.7 = 126 °С Материал теплопроводящей прокладки и тип радиатора, исходя из формулы 9, необходимо выбирать такой, чтобы температура корпуса не превышала рассчитанной, а еще лучше взять запас не менее 20°С Основные источники погрешностей предложенного алгоритма расчета:
www.trzrus.ru Биполярный транзистор. Расчет усилителя с ОЭ. Часть 3В прошлой статье мы с вами говорили о самой простой схеме смещения транзистора. Эта схема (рисунок ниже) зависит от коэффициента бета, а он в свою очередь зависит от температуры, что не есть гуд. В результате на выходе схемы могут появиться искажения усиливаемого сигнала. Чтобы такого не произошло, в эту схему добавляют еще парочку резисторов и в результате получается схема с 4-мя резисторами: Резистор между базой и эмиттером назовем Rбэ , а резистор, соединенный с эмиттером, назовем Rэ. Теперь, конечно же, главный вопрос: «Зачем они нужны в схеме?» Начнем, пожалуй, с Rэ. Как вы помните, в предыдущей схеме его не было. Итак, давайте предположим, что по цепи +Uпит—->Rк ——> коллектор—> эмиттер—>Rэ —-> земля бежит электрический ток, с силой в несколько миллиАмпер (если не учитывать крохотный ток базы, так как Iэ = Iк + Iб ) Грубо говоря, у нас получается вот такая цепь: Следовательно, на каждом резисторе у нас будет падать какое-то напряжение. Его величина будет зависеть от силы тока в цепи, а также от номинала самого резистора. Чуток упростим схемку: Rкэ — это сопротивление перехода коллектор-эмиттер. Как вы знаете, оно в основном зависит от базового тока. В результате, у нас получается простой делитель напряжения, где
Мы видим, что на эмиттере уже НЕ БУДЕТ напряжения в ноль Вольт, как это было в прошлой схеме. Напряжение на эмиттере уже будет равняться падению напряжения на резисторе Rэ . А чему равняется падение напряжения на Rэ ? Вспоминаем закон Ома и высчитываем:
Как мы видим из формулы, напряжение на эмиттере будет равняться произведению силы тока в цепи на номинал сопротивления резистора Rэ . С этим вроде как разобрались. Для чего вся эта канитель, мы разберем чуть ниже. Какую же функцию выполняют резисторы Rб и Rбэ ? Именно эти два резистора представляют из себя опять же простой делитель напряжения. Они задают определенное напряжение на базу, которое будет меняться, если только поменяется +Uпит, что бывает крайне редко. В остальных случаях напряжение на базе будет стоять мертво. Вернемся к Rэ . Оказывается, он выполняет самую главную роль в этой схеме. Предположим, у нас из-за нагрева транзистора начинает увеличиваться ток в этой цепи. Теперь разберем поэтапно, что происходит после этого. а) если увеличивается ток в этой цепи, то следовательно увеличивается и падение напряжения на резисторе Rэ . б) падение напряжения на резисторе Rэ — это и есть напряжение на эмиттере Uэ. Следовательно, из-за увеличения силы тока в цепи Uэ стало чуток больше. в) на базе у нас фиксированное напряжение Uб , образованное делителем из резисторов Rб и Rбэ г) напряжение между базой эмиттером высчитывается по формуле Uбэ = Uб — Uэ . Следовательно, Uбэ станет меньше, так как Uэ увеличилось из-за увеличенной силы тока, которая увеличилась из-за нагрева транзистора. д) Раз Uбэ уменьшилось, значит и сила тока Iб , проходящая через базу-эмиттер тоже уменьшилась. е) Выводим из формулы ниже Iк
Iк =β х Iб Следовательно, при уменьшении базового тока, уменьшается и коллекторный ток 😉 Режим работы схемы приходит в изначальное состояние. В результате схема у нас получилась с отрицательной обратной связью, в роли которой выступил резистор Rэ . Забегая вперед, скажу, что Отрицательная Обратная Связь (ООС) стабилизирует схему, а положительная наоборот приводит к полному хаосу, но тоже иногда используется в электронике. Ладно, ближе к делу. Наше техническое задание звучит так: Рассчитать каскад на биполярном транзисторе КТ315Б с коэффициентом усиления равным KU =10, Uпит = 12 Вольт. 1) Первым делом находим из даташита максимально допустимую рассеиваемую мощность, которую транзистор может рассеять на себе в окружающую среду. Для моего транзистора это значение равняется 150 миллиВатт. Мы не будем выжимать из нашего транзистора все соки, поэтому уменьшим нашу рассеиваемую мощность, умножив на коэффициент 0,8: Pрас = 150х0,8=120 миллиВатт. 2) Определим напряжение на Uкэ . Оно должно равняться половине напряжения Uпит. Uкэ = Uпит / 2 = 12/2=6 Вольт. 3) Определяем ток коллектора: Iк = Pрас / Uкэ = 120×10-3 / 6 = 20 миллиАмпер. 4) Так как половина напряжения упала на коллекторе-эмиттере Uкэ , то еще половина должна упасть на резисторах. В нашем случае 6 Вольт падают на резисторах Rк и Rэ . То есть получаем: Rк + Rэ = (Uпит / 2) / Iк = 6 / 20х10-3 = 300 Ом. Rк + Rэ = 300, а Rк =10Rэ , так как KU = Rк / Rэ , а мы взяли KU =10 , то составляем небольшое уравнение: 10Rэ + Rэ = 300 11Rэ = 300 Rэ = 300 / 11 = 27 Ом Rк = 27х10=270 Ом 5) Определим ток базы Iбазы из формулы:
Коэффициент бета мы замеряли в прошлом примере. Он у нас получился около 140. Значит, Iб = Iк / β = 20х10-3 /140 = 0,14 миллиАмпер 6) Ток делителя напряжения Iдел , образованный резисторами Rб и Rбэ , в основном выбирают так, чтобы он был в 10 раз больше, чем базовый ток Iб : Iдел = 10Iб = 10х0,14=1,4 миллиАмпер. 7) Находим напряжение на эмиттере по формуле: Uэ= Iк Rэ= 20х10-3 х 27 = 0,54 Вольта 8) Определяем напряжение на базе: Uб = Uбэ + Uэ Давайте возьмем среднее значение падения напряжения на базе-эмиттер Uбэ = 0,66 Вольт. Как вы помните — это падение напряжения на P-N переходе. Следовательно, Uб =0,66 + 0,54 = 1,2 Вольта. Именно такое напряжение будет теперь находиться у нас на базе. 9) Ну а теперь, зная напряжение на базе (оно равняется 1,2 Вольта), мы можем рассчитать номинал самих резисторов. Для удобства расчетов прилагаю кусочек схемы каскада: Итак, отсюда нам надо найти номиналы резисторов. Из формулы закона Ома высчитываем значение каждого резистора. Для удобства пусть у нас падение напряжения на Rб называется U1 , а падение напряжения на Rбэ будет U2 . Используя закон Ома, находим значение сопротивлений каждого резистора. Rб = U1 / Iдел = 10,8 / 1,4х10-3 = 7,7 КилоОм. Берем из ближайшего ряда 8,2 КилоОма Rбэ = U2 / Iдел = 1,2 / 1,4х10-3 = 860 Ом. Берем из ряда 820 Ом. В результате у нас будут вот такие номиналы на схеме: Одной теорией и расчетами сыт не будешь, поэтому собираем схему в реале и проверяем ее в деле. У меня получилась вот такая схемка: Итак, беру свой цифровой осциллограф и цепляюсь щупами на вход и выход схемы. Красная осциллограмма — это входной сигнал, желтая осциллограмма — это выходной усиленный сигнал. Первым делом подаю синусоидальный сигнал с помощью своего китайского генератора частоты:
Как вы видите, сигнал усилился почти в 10 раз, как и предполагалось, так как наш коэффициент усиления был равен 10. Как я уже говорил, усиленный сигнал по схеме с ОЭ находится в противофазе, то есть сдвинут на 180 градусов. Давайте подадим еще треугольный сигнал:
Вроде бы гуд. Если присмотреться, то есть небольшие искажения. Дешевый китайский генератор частоты дает о себе знать). Если вспомнить осциллограмму схемы с двумя резисторами то можно увидеть существенную разницу в усилении треугольного сигнала
Что же можно еще сказать о схеме усилителя с ОЭ и с 4-мя резисторами? Выходное сопротивление такой схемы в основном определяется номиналом резистора Rк . В данном случае это 270 Ом. Входное сопротивление Rвх примерно равняется: Rвх = Rэβ. В данном случае Rвх = 27х140=3780 Ом. Схема с ОЭ во времена пика популярности биполярных транзисторов использовалась как самая ходовая. И этому есть свое объяснение: Во-первых, эта схема усиливает как по току, так и по напряжению, а следовательно и по мощности, так как P=UI. Во-вторых, ее входное сопротивление намного больше, чем выходное, что делает эту схему отличной малопотребляемой нагрузкой и отличным источником сигнала для следующих за ней нагрузок. Ну а теперь немного минусов: 1) схема потребляет небольшой ток, пока находится в режиме ожидания. Это значит, питать ее долго от батареек не имеет смысла. 2) она уже морально устарела в наш век микроэлектроники. Для того, чтобы собрать усилитель, проще купить готовую микросхему и сделать на ее базе мощный и простой усилок. Продолжение——-> <——-Предыдущая статья www.ruselectronic.com Расчет биполярного транзистора в ключевом режиме
На главнуюУпрощенный расчет транзистора для работы в ключевом режиме нарезистивную нагрузку.Ключевой режим работы характеризуется тем, что транзистор находится в одном из двух состояний: вполностью открытом (режим насыщения), или полностью закрытом (состояние отсечки). Рассмотрим пример, где в качестве нагрузки выступает контактор типа КНЕ030 на напряжение27В с катушкой сопротивлением 150 Ом. Индуктивным характером катушки в данном примерепренебрежем, считая, что реле будет включено раз и надолго.Рассчитываем ток коллектора:Ik=(Ucc-Uкэнас)/Rн , где Ik –ток коллектораUcc- напряжение питания (27В)Uкэнас- напряжение насыщения биполярного транзистора (типично от 0.2 до 0.8В, хотя иможет прилично различаться для разных транзисторов), в нашем случае примем 0.4ВRн- сопротивление нагрузки (150 Ом)Итак,Ik= (27-0.4)/150 = 0.18A = 180мАНа практике из соображений надежности элементы всегда необходимо выбирать с запасом.Возьмем коэффициент 1.5Таким образом, нужен транзистор с допустимым током коллектора не менее 1.5*0.18=0.27А имаксимальным напряжением коллектор-эмиттер не менее 1.5*27=40В.Открываем справочник по биполярным транзисторам . По заданным параметрам подходитКТ815А (Ikмакс=1.5А Uкэ=40В)Следующим этапом рассчитываем ток базы, который нужно создать, чтобы обеспечить токколлектора 0.18А.Как известно, ток коллектора связан с током базы соотношениемIk=Iб*h31э,где h31э – статический коэффициент передачи тока.При отсутствии дополнительных данных можно взять табличное гарантированноеминимальное значение для КТ815А (40). Но для КТ815 есть график зависимости h31э от токаэмиттера. В нашем случае ток эмиттера 180мА, этому значению соответствует h31э=60. Разницаневелика, но для чистоты эксперимента возьмем графические данные.Итак,Iб=180/60=3мАДля расчета базового резистора R1 смотрим второй график, где приведена зависимостьнапряжения насыщения база-эмиттер (Uбэнас) от тока коллектора. При токе коллектора 180мАнапряжение насыщения базы будет 0.78В (При отсутствии такого графика можно использовать допущение, что ВАХ перехода база-эмиттер подобна ВАХ диода и в диапазоне рабочих токовнапряжение база-эмиттер находится в пределах 0.6-0.8 В)Следовательно, сопротивление резистора R1 должно быть равно:R1=(Uвх-Uбэнас)/Iб = (5-0.78)/0.003 = 1407 Ом = 1.407 кОм.Из стандартного ряда сопротивлений выбираем ближайшее в меньшую сторону (1.3 кОм)Если к базе подключен шунтирующий резистор (вводится для более быстрого выключениятранзистора или для повышения помехоустойчивости) нужно учитывать, что часть входного токауйдет в этот резистор, и тогда формула примет вид:R1= (Uвх-Uбэнас)/(Iб+IR2) = (Uвх-Uбэнас)/(Iб+ Uбэнас/R2)Так, если R2=1 кОм, тоR1= (5-0.78)/(0.003+0.78/1000) = 1116 Ом = 1.1 кОмРассчитываем потери мощности на транзисторе:P=Ik*UкэнасUкэнас берем из графика: при 180мА оно составляет 0.07ВP= 0.07*0.18= 0.013 ВтМощность смешная, радиатора не потребуется. freedocs.xyz Расчет полевого транзистора с индуктивной нагрузкой Расчет полевого транзистора при работе на индуктивную нагрузку.
В статье предлагается вариант расчета полевого транзистора с изолированным затвором при работе на индуктивную нагрузку в ключевом режиме. Формулы взяты из разных источников (например, здесь и здесь), и применены к реальной разработке. Скажу одно, что по этим формулам я считал, схема работает (на данный момент их жужжит 250 штук, за два года 5 случаев пробоя транзисторов, причина отказа в двух случаях однозначно внешняя - короткое замыкание по выходу , в остальных неизвестна - может, броски напряжения в сети, брак компонентов и т.п. ). Короче, рассказываю свой конкретный опыт, и в нем возможны ошибки, которые себя в данном случае не проявили.
При работе транзистора на индуктивную нагрузку к статическим потерям (потерям проводимости) добавляются потери динамические. Они могут вносить весьма весомую добавку, а при неправильном выборе параметров элементов могут стать и основными. Динамические потери транзистора включают себя потери при включении и потери при выключении транзистора. Основная причина их возникновения заключается в наличии емкости между затвором и стоком Сзи, которая не позволяет транзистору мгновенно перейти из открытого состояния в закрытое и обратно и удерживающая его некоторое время в линейном режиме. При открывании транзистора , в случае, если индуктивность шунтирована диодом (индуктивность сбрасывает ток самоиндукции через диод в шину питания, и на момент открытия транзистора диод еще находится в проводящем состоянии), добавляются потери на закрытие диода. На этот интервал времени (пусть и очень короткий) можно забыть, что диод - элемент с односторонней проводимостью, и, пока не рассосутся носители заряда в pn структуре, падение напряжения на нем будет небольшое (1-5В), все остальное придется на чересчур шустро открывающийся полевик, иначе говоря, транзистор открывается в режиме короткого замыкания. Это явление характерно для мостовых схем преобразователей и для прямоходовых DC/DC преобразователей (в этом случае ток обратного восстановления диода прикладывается к транзистору через коэффициент преобразования трансформатора) Для примера предлагаю полумостовой AC/DC преобразователь выходной мощностью 1.2кВт (60В, 20А), питающийся от сети 220В 50Гц. Частота преобразования 34кГц. Качал эту мощность транс на сердечнике Ш20х28 М2000 (с трансформатором оптимальности достичь не удалось - за пол часа работы обмотка разогревалась до 120ºC в закрытом невентилируемом корпусе и собиралась греться дальше, но, по счастливому совпадению, заканчивалось время рабочего цикла)
Прежде всего, необходимо определиться с транзистором. Напряжение известно, осталось вычислить ток. КПД преобразователя перед разработкой принял за 90%, отсюда Рвх=Рвых/η Итак, потребляемая от сети мощность: Pвх=1200/0.9= 1333 Вт В данном случае схема полумостовая и к первичной обмотке трансформатора приложено половина напряжения питания. Напряжение питания примем равным 285В (среднее значение пилообразного сглаженного выпрямленного сетевого напряжения, расчет этого напряжения описан здесь). Итак, средний ток через первичную обмотку должен быть: Iw1(ср)=Рвх/(Uсс/2)=1333/(285/2)=9.4 А Каждый из транзисторов при максимальной нагрузке работает по пол-периода, поэтому средний ток через один транзистор будет: Ivt(ср)= Iw1(ср)/2=4.7А По этому параметру подбираем транзистор. У полевых транзисторов есть одна отличительная способность- сопротивление канала сильно зависит от температуры кристалла, и при температуре кристалла около 120 градусов оно раза в два больше, чем при 25. Поэтому подбирать транзистор нужно по допустимому току при температуре корпуса 100 градусов. Например, International Rectifier всегда дает максимальный ток при температуре корпуса 25 и 100 градусов. Обычно использую импортную элементную базу, а в силовой технике исторически предпочитаю International Rectifier. Взял транзистор IRFP31N50L (положа лапу на сердце, первоначально использовал IRF360, тот тоже подходит, но тепловые потери у него значительно больше, а у меня каждый ватт на счету). Далее все расчеты провожу для максимальной возможной температуры кристалла 150ºC. (А дальше - чем ниже температуру кристалла смогу обеспечить теплоотводом, тем больше запас надежности) Параметры IRFP31N50L: Uси=500В Iс(100ºC)=20А Rси(25ºC)=0.15Ом Rси(150ºC)= 0.15*2.5=0.375Ом (коэффициент см. в графике №4) Далее рассчитываем статические потери транзистора: Рст=Iэфф²*Rси(150ºC) где Iэфф - эффективный ток за время импульса Для расчета Iэфф нужно знать временные параметры и форму тока. Для приведенной схемы ток имеет форму трапеции. Наклон и значение начального тока зависят от параметров трансформатора и выходного дросселя. Как это рассчитать, не знаю, а я просто собрал схему и осциллографом снял форму тока. По замерам получилось: Начальный ток Iо=10А, конечный Iмакс=14А, длительность импульса (для одного транзистора) tи=13 мкс, период Т=29мкс Для трапеции Iкэ(эфф)= √((Iо² + Iо*Iмакс + Iмакс²)*(t(имп)/T)/3) = = √((10²+10*14+14²)*13/29/3)= 8.1A тогда Рст=8.1²*0.375= 24.2 Вт
(Для сравнения, при температуре кристалла 25ºC , что обычно приводится на первом листе datasheet, получилось бы Рст=8.1²*0.15=9.8Вт, оно, конечно, замечательно, но чтобы обеспечить такую температуру, к транзистору придется прикрутить кусочек Антарктиды)
Для расчета динамических потерь использовал формулу Pвкл/выкл=((UsxId/2)xQg/Ig)xF, где Us - изменение напряжения на стоке транзистора Id - ток стока, в момент переключения Qg - полный заряд затвора Ig - ток управления затвором F -частота коммутации UsxId/2 представляет собой среднюю импульсную мощность (исходя из предположения, что изменение напряжения имеет линейный характер, а ток за счет индуктивности нагрузки не меняется) за время переключения, Qg/Ig -время переключения, т.е., время, за которое ток управления перезарядит полную емкость затвора. ток управления затвором для конкретной схемы находится по формуле Ig =(Uупр-Ugs(th))/Rg, где Uупр - напряжение схемы управления затвором (высокого уровня для включения и низкого уровня для выключения), Ugs(th) - напряжение, соответствующее заряду емкости Миллера (я бы взял просто напряжение порога открывания транзистора, хоть это не одно и то же и для малых затворных сопротивлений может дать приличную погрешность), Rg - сопротивление затворного резистора, куда должен войти и выходной импеданс схемы управления. Итак, для включения в качестве Us беру половину напряжения питания 142.5В (полумостовая схема), в качестве Id 12А, а Ig принимаю 2А (максимальный выходной ток драйвера IR2113, который я использовал - сопротивление моих затворных резисторов столь мало, что главную роль играет выходной импеданс драйвера, поэтому Ig не рассчитываю). Полный заряд затвора 210нКл Pвкл=(142.5*10/2*210*10-9/2)*39*103=2.9 Вт Для выключения Us=285В, Id=16А, откуда Pвыкл=(285*14/2*210*10-9/2)*39*103=8.1 Вт Суммарно потери переключения равны: Pдин=Pвкл+Pвыкл = 2.9+8.1=11 Вт В случае жесткого переключения сюда должны добавиться и потери восстановления оппозитного диода. (В моем случае это выпрямительный диод вторичной обмотки трансформатора, стоит диод Шоттки, скорость переключения его велика, и потерями я пренебрег, может быть, и зря) Итак, полная мощность потерь составляет: Pсумм= Pст+Pдин = 24.2+11= 35.2 Вт Рассчитываем, предельную допустимую температуру корпуса транзистора. Для IRFP31N50L Rt(кр-к) составляет 0.26 °С/Вт Базовая формула для расчета: Ткр=Тср+Рсумм*( Rt(кр-к)+ Rt(к-рад)+ Rt(рад-ср)) где Тср – температура окружающей среды. Рсумм – суммарная мощность, выделяемая на транзисторе Rt(кр-к) – тепловое сопротивление кристалл-корпус (в нашем случае пересчитанное на скважность и длительность). Rt(к-рад) - тепловое сопротивление корпус-радиатор (это тепловое сопротивление, например, эластичной теплопроводящей прокладки) Rt(рад-ср) - тепловое сопротивление радиатор-среда (обычно, воздух)
Находим предельно допустимую температуру корпуса транзистора:
Tкорп=Ткр - Рсумм* Rt(кр-к) = 150-35.2*0.26 = 140 °С
Материал теплопроводящей прокладки и тип радиатора, исходя из формулы , необходимо выбирать такой, чтобы температура корпуса не превышала рассчитанной, а еще лучше взять запас не менее 20°С
В заключение скажу, что было на практике. Замерить мощность потерь - дело не простое, но по разогреву радиатора предположу, что расчеты близки к реальности. Температурную защиту в преобразователе обеспечивал контроллер, считывающий показания температуры с термодатчика, прижатого к пластиковому корпусу одного из транзисторов (где маркировка). Порог защиты - 110 °С,и, полагаю, что температура металлической поверхности (к которой крепится сам кристалл), на момент срабатывания защиты должна быть градусов на 10 выше, т.е., как минимум, 120 °С. Конечно, в таких условиях любая кратковременная перегрузка привела бы к взрыву, но в моем случае ток по выходу так же отслеживался и ограничивался контроллером, и перегрузки были исключены.
www.trzrus.ru |
|
||||||||||||||||||
|
|
||||||||||||||||||
|
